PCM编译码实验

一、实验目的

1、 掌握脉冲编码调制与解调的原理。

2、 掌握脉冲编码调制与解调系统的动态范围和频率特性的定义及测量方法。 3、 了解脉冲编码调制信号的频谱特性。

二、实验内容

1、 观察脉冲编码调制与解调的结果，分析调制信号与基带信号之间的关系。 2、 改变基带信号的幅度，观察脉冲编码调制与解调信号的信噪比的变化情况。 3、 改变基带信号的频率，观察脉冲编码调制与解调信号幅度的变化情况。 4、 改变位同步时钟，观测脉冲编码调制波形。

三、实验器材

1、 信号源模块 一块 2、 ②号模块 一块 3、 20M双踪示波器 一台 4、 立体声耳机 一副 5、 连接线 若干

四、实验原理

（一）基本原理

模拟信号进行抽样后，其抽样值还是随信号幅度连续变化的，当这些连续变化的抽样值通过有噪声的信道传输时，接收端就不能对所发送的抽样准确地估值。如果发送端用预先规定的有限个电平来表示抽样值，且电平间隔比干扰噪声大，则接收端将有可能对所发送的抽样准确地估值，从而有可能消除随机噪声的影响。

脉冲编码调制（PCM）简称为脉码调制，它是一种将模拟语音信号变换成数字信号的编码方式。脉码调制的过程如图5-1所示。

PCM主要包括抽样、量化与编码三个过程。抽样是把时间连续的模拟信号转换成时间

离散、幅度连续的抽样信号；量化是把时间离散、幅度连续的抽样信号转换成时间离散、幅度离散的数字信号；编码是将量化后的信号编码形成一个二进制码组输出。国际标准化的PCM码组（电话语音）是用八位码组代表一个抽样值。编码后的PCM码组，经数字信道传输，在接收端，用二进制码组重建模拟信号，在解调过程中，一般采用抽样保持电路。预滤波是为了把原始语音信号的频带在300Hz～3400Hz左右，所以预滤波会引入一定的频带失真。

在整个PCM系统中，重建信号的失真主要来源于量化以及信道传输误码。通常，用信号与量化噪声的功率比，即信噪比S/N来表示。国际电报电话咨询委员会（ITU-T）详细规定了它的指标，还规定比特率为kbps，使用A律或律编码律。下面将详细介绍PCM编码的整个过程，由于抽样原理已在前面实验中详细讨论过，故在此只讲述量化及编码的原理。

图5-1 PCM 调制原理框图

1、 量化

从数学上来看，量化就是把一个连续幅度值的无限数集合映射成一个离散幅度值的有限数集合。如图5-2所示，量化器Q输出L个量化值yk，k=1，2，3，„，L。yk常称为重建电平或量化电平。当量化器输入信号幅度x落在xk与xk1之间时，量化器输出电平为yk。这个量化过程可以表达为：

yQ(x)Qxkxxk1yk,k1,2,3,,L

这里xk称为分层电平或判决阈值。通常kxk1xk称为量化间隔。

x 模拟入 量化器 y 量化值 图5-2 模拟信号的量化

模拟信号的量化分为均匀量化和非均匀量化，我们先讨论均匀量化。把输入模拟信号的取值域按等距离分割的量化称为均匀量化。在均匀量化中，每个量化区间的量化电平均取在各区间的中点，如图5-3所示。其量化间隔（量化台阶）v取决于输入信号的变化范围和量化电平数。当输入信号的变化范围和量化电平数确定后，量化间隔也被确定。例如，输入信号的最小值和最大值分用a和b表示，量化电平数为M，那么，均匀量化的量化间隔为：

v量化器输出mq为：

ba Mmqqi, 当mi1mmi

式中mi为第i个量化区间的终点，可写成 miaiv

qi为第i个量化区间的量化电平，可表示为

qimimi1,2i1、2、、M

上述均匀量化的主要缺点是，无论抽样值大小如何，量化噪声的均方根值都固定不变。因此，当信号m(t)较小时，则信号量化噪声功率比也就很小，这样，对于弱信号时的量化信噪比就难以达到给定的要求。通常，把满足信噪比要求的输入信号取值范围定义为动态范围，可见，均匀量化时的信号动态范围将受到较大的。为了克服这个缺点，实际中，往往采用非均匀量化。

图5-3 均匀量化过程示意图

非均匀量化是根据信号的不同区间来确定量化间隔的。对于信号取值小的区间，其量化间隔v也小；反之，量化间隔就大。它与均匀量化相比，有两个突出的优点。首先，当输入量化器的信号具有非均匀分布的概率密度（实际中常常是这样）时，非均匀量化器的输出端可以得到较高的平均信号量化噪声功率比；其次，非均匀量化时，量化噪声功率的均方根值基本上与信号抽样值成比例。因此量化噪声对大、小信号的影响大致相同，即改善了小信号时的量化信噪比。

实际中，非均匀量化的实际方法通常是将抽样值通过压缩再进行均匀量化。通常使用的压缩器中，大多采用对数式压缩。广泛采用的两种对数压缩律是压缩律和A压缩律。美国采用压缩律，我国和欧洲各国均采用A压缩律，因此，本实验模块采用的PCM编码方式也是A压缩律。

所谓A压缩律也就是压缩器具有如下特性的压缩律：

yyAx1,0X

1lnAA1lnAx1,X1

1lnAAA律压扩特性是连续曲线，A值不同压扩特性亦不同，在电路上实现这样的函数规律是相当复杂的。实际中，往往都采用近似于A律函数规律的13折线（A=87.6）的压扩特性。

这样，它基本上保持了连续压扩特性曲线的优点，又便于用数字电路实现，本实验模块中所用到的PCM编码芯片W681512正是采用这种压扩特性来进行编码的。图5-4示出了这种压扩特性。

图5-4 13折线

表5-1列出了13折线时的x值与计算x值的比较。

表 5-1

y x 按折线 分段时的x 段落 斜率 0 0 0 1 16 1 81 1281 1282 2 81 60.61 3 8 3 81 30.61 324 4 4 81 15.41 165 2 5 81 7.791 86 1 6 81 3.931 47 7 81 1.981 28 1 1 1 16 1 21 4表中第二行的x值是根据A87.6时计算得到的，第三行的x值是13折线分段时的值。可见，13折线各段落的分界点与A87.6曲线十分逼近，同时x按2的幂次分割有利于数字化。 2、 编码

所谓编码就是把量化后的信号变换成二进制码，其相反的过程称为译码。当然，这里的编码和译码与差错控制编码和译码是完全不同的，前者是属于信源编码的范畴。

在现有的编码方法中，若按编码的速度来分，大致可分为两大类：低速编码和高速编码。通信中一般都采用第二类。编码器的种类大体上可以归结为三类：逐次比较型、折叠级联型、混合型。本实验模块中的编码芯片W681512采用的是逐次比较型。在逐次比较型编码方式中，无论采用几位码，一般均按极性码、段落码、段内码的顺序排列。下面结合13折线的量化来加以说明。

在13折线法中，无论输入信号是正是负，均按8段折线（8个段落）进行编码。若用8位折叠二进制码来表示输入信号的抽样量化值，其中用第一位表示量化值的极性，其余七位（第二位至第八位）则表示抽样量化值的绝对大小。具体的做法是：用第二至第四位表示段落码，它的8种可能状态来分别代表8个段落的起点电平。其它四位表示段内码，它的16种可能状态来分别代表每一段落的16个均匀划分的量化级。这样处理的结果，8个段落被划分成27＝128个量化级。段落码和8个段落之间的关系如表5-2所示；段内码与16个量化级之间的关系见表5-3。可见，上述编码方法是把压缩、量化和编码合为一体的方法。

表5-2 段落码

段落序号 8 7 6 5 4 3 2 1 （二）实验电路说明

本实验采用大规模集成电路W681512对语音信号进行PCM编、解码。W681512是应用于语音、模拟转数字、数字转模拟的单通道CODEC。此语音CODEC以全差动输出功能来将噪音最小化。芯片符合ITU-T G.712及ITU-T G.711工业标准，所以能提供最可能的清晰讯号。W681512可工作在256KHz、512kHz、1536kHz、14kHz、2048kHz、2560kHz

段落码 111 110 101 100 011 010 001 000

表5-3 段内码

量化级 15 14 13 12 11 10 9

8 7 6 5 4 3 2 1 0 段内码 1111 1110 1101 1100 1011 1010 1001 1000 0111 0110 0101 0100 0011 0010 0001 0000 和4096kHz。这里选择编码速率为2.048MHz，每一时隙数据为8位，帧同步信号为8KHz。模拟信号在编码电路中，经过抽样、量化、编码，最后得到PCM编码信号。在单路编译码器中，经变换后的PCM码是在一个时隙中被发送出去的，在其他的时隙中编译码器是没有输出的，即对一个单路编译码器来说，它在一个PCM帧（32个时隙）里，只在一个特定的时隙中发送编码信号。同样，译码电路也只是在一个特定的时隙（此时隙应与发送时隙相同，否则接收不到PCM编码信号）里才从外部接收PCM编码信号，然后进行译码，经过带通滤波器、放大器后输出。

下面对PCM编译码专用集成电路W681512芯片做一些简单的介绍。 图5-6为W681512的内部结构方框图，图5-7是W681512的管脚排列图。

图5-6 W681512逻辑方框图

44

图5-7 W681512管脚排列图

3、 W681512管脚的功能

（1）RO+：接收滤波器的非倒相输出 （2）RO-：接收滤波器的倒相输出 （3）PAI：功率放大器的倒相输入 （4）PAO-：功率放大器的倒相输出 （5）PAO+：功率放大器的非倒相输出 （6）VDD：供电引脚

（7）FSR：接收帧同步脉冲，它启动BCLKR，于是PCM数据移入PCMR，FSR为8KHz

脉冲序列。

（8）PCMR：接收数据帧输入。PCM数据必须与FSR和BCLKR同步。 （9）BCLKR：接收数据位时钟输入。

（10）PUI：省电模式的控制端，接VDD时为正常工作模式，接VSS时为省电模式。 （11）MCLK：系统主时钟输入，其频率可以是256KHz、512KHz、1.536MHz、1.4MHz、

2.048MHz、2.56MHz、4.096MHz。

（12）BCLKT：发送数据位时钟输入 （13）PCMT：输出数据发送。

（14）FST：8KHz发送帧同步脉冲输入，它发送PCM数据同步。 （15）VSS：地，必须接到0V。

（16）μ/A-Law：压缩方式选择引脚。接VDD时为μ律，接VSS时为A律。 （17）AO：发送输入放大器的模拟输出。 （18）AI-：发送输入放大器的倒相输入。 （19）AI+：发送输入放大器的非倒相输入。 （20）VAG：为模拟信号提供2.4V的参考电压。 4、 功能说明 i

上电

当开始上电瞬间，复位电路启动，芯片处于掉电状态，所有非主要电路都没有正常工作，而PCMT、RO+、PAO-、PAO+均处于高阻状态。为了使器件上电，一个逻辑低电平或时钟脉冲必须作用在PUI引脚上，并且FST和FSR脉冲必须存在。于是有两种掉电控制模式可以利用。在第一种中PUI引脚电位被拉高。在另一种模式中使FST和FSR二者的输入均连续保持低电平，在最后一个FST或FSR脉冲之后相隔2ms左右，器件将进入掉电状态，一

旦第一个FST和FSR脉冲出现，上电就会发生。三态数据输出将停留在高阻抗状态中，一直到第二个FST脉冲出现。

ii

短帧同步工作

芯片既可以用短帧，也可以用长帧同步脉冲。在加电开始时，器件采用短帧模式，在这种模式中，FST和FSR这两个帧同步脉冲的长度均为一个位时钟周期。在BCLKT的下降沿当FST为高时，BCLKT的下一个上升沿可启动输出符号位的三态输出PCMT的缓冲器，紧随其后的7个上升沿以时钟送出剩余的7个位，而下一个下降沿则阻止PCMT输出。在BCLKR的下降沿当FSR为高时（BCLKT在同步模式），其下一个下降沿将锁住符号位，跟随其后的7个下降沿锁住剩余的7个保留位。

iii 长帧同步工作

为了应用长帧模式，FST和FSR这两个帧同步脉冲的长度应等于或大于位时钟周期的三倍。在KHz工作状态中，帧同步脉冲至少要在160ns内保持低电位。随着FST或BCLKx的上升沿（无论哪一个先到）来到，PCMT三态输出缓冲器启动，于是被时钟移出的第一比特为符号位，以后到来的BCLKx的7个上升沿以时钟移出剩余的7位码。随着第8个上升沿或FST变低（无论哪一个后发生），PCMT输出由BCLKx的下降沿来阻塞，在以后8个BCLKR的下降沿（BCLKR），接收帧同步脉冲FSR的上升沿将锁住PCMR的PCM数据。

iv 发送部件

发送部件的输入端为一个运算放大器，并配有两个调整增益的外接电阻。在低噪声和宽频带条件下，整个音频通带内的增益可达20dB以上。该运算放大器驱动一个增益为1的滤波器（由RC有源前置滤波器组成），后面跟随一个时钟频率为256KHz的8阶开关电容带通滤波器。该滤波器的输出直接驱动编码器的抽样保持电路。在制造中配入一个精密电压基准，以便提供额定峰值为2.4V的输入过载（tmax）。FST帧同步脉冲控制滤波器输出的抽样，然后逐次逼近的编码周期就开始。8位码装入缓冲器内，并在下一个FST脉冲下通过PCMT移出，整个编码时延近似地等于165ns加上125ns（由于编码时延），其和为290ns。

v

接收部件

接收部件包括一个扩展DAC（数模转换器），而它又驱动一个时钟频率为256KHz的5阶开关电容低通滤波器。译码器是依照A律（W681512）设计的，而5阶低通滤波器矫正8KHz抽样—保持电路所引起的sinx/x衰减。在滤波器后跟随一个输出在RO+上的2阶RC低通后置滤波器。接收部件的增益为1，但利用功率放大器可加大增益。当FSr出现时在后续的8个BCLKR（BCLKT）的下降沿，PCMR输入端上的数据将被时钟控制。在译码器的

终端，译码循环就开始了。

vi 接收功率放大器

两个倒相模式的功率放大器用来直接驱动一个匹配的线路接口电路。

本编译码器的功能比较强，它既可以进行A律变换，也可以进行μ律变换，它的数据既可用固定速率传送，也可用变速率传送，它既可以传输信令帧也可以选择它传送无信令帧，并且还可以控制它处于低功耗备用状态，到底使用它的什么功能可由用户通过一些控制来选择。

在实验中我们可以自由选择它进行A律、μ律变换，以2.048Mbit来传送信息，信令帧为无信令帧，它的发送时序与接收时序直接受FST和FSR控制。

还有一点，编译码器一般都有一个PUI降功耗控制端，PUI=1时，编译码能正常工作，PUI=0，编译码器处于低功耗状态，这时编译码器其它功能都不起作用，我们在设计时，可以实现对编译码器的降功耗控制，这时，用户摘机，编译码器工作，用户挂机，编译码器低功耗。

五、输入、输出点参考说明

1、 输入点说明

MCLK：芯片工作主时钟，频率为2.048M。 SIN IN-A：模拟信号输入点。

BSX：PCM编码所需时钟信号输入点。 BSR：PCM解码所需时钟信号输入点。 FSXA：PCM编码帧同步信号输入点。 FSRA：PCM解码帧同步信号输入点。 PCMIN-A：PCM解调信号输入点。 EARIN1：耳机语音信号输入点。 MICOUT1：麦克风语音信号输出点。 K1、K2：A律、μ律切换开关 2、 输出点说明

PCMAOUT-A：脉冲编码调制信号输出点。 SIN OUT-A：PCM解调信号输出点。

实验前准备工作：

打开主机箱右侧的交流开关，将信号源模块和模块2的电源开关拨下，观察指示灯是否点亮，红灯为+5V电源指示灯，绿灯为-12V电源指示灯，黄色为+12V电源指示灯。（注意，此处只是验证通电是否成功，在实验中均是先连线，再打开电源做实验，不要带电连线）。

六、实验内容

1、观测PCM编码；

（1）实验系统连线――关闭系统电源，进行如下连接：

源端口 信号源模块 音频信号输入 2K同步正弦波 非同步模拟信号 音乐输出 CLK1 FS CLK2 SIN IN-A BSX BSR FSXA FSRA MCLK 模块2（PCM编译码） PCMOUT-A PCMIN-A SINOUT-A 目的端口 连线说明 提供音频信号 提供W681512工作的主时钟（2.048M） 信号源：2K同步正弦波 模块2：SIN IN-A 信号源：CLK2 模块2：MCLK 信号源：CLK1 信号源：FS 模块2：FSXA 模块2：BSX 模块2：PCMOUT-A 模块2：BSX 模块2：FSXA 模块2：FSRA 模块2：BSR 模块2：PCMIN-A 提供位同步信号(256K) 提供帧同步信号 作自环实验，直接将接收帧同步和发送帧同步相连 作自环实验，直接将接收位同步和发送位同步相连 将PCM编码输出结果送入PCM译码电路进行译码  检查连线是否正确，检查无误后打开电源

（2）用示波器测量信号源板上“2K同步正弦波”点，调节信号源板上手调电位器W1使输出信号峰-峰值在3V左右。将信号源板上S4设为0100（时钟速率为256K），S5设为0100(时钟速率为2.048M)。

（3）用示波器同时观测信号源模块上的“2K同步正弦波”（模拟信号输入）和模块2上“PCMOUT-A”（PCM编码输出）的波形，回答一个模拟信号周期内编了几个码字？任意读取其中的三个码字并记录下来。

2、用示波器同时观测信号源模块的“FS”（ PCM编码帧同步信号输入点）和模块2上的“PCMOUT-A”（PCM编码输出）两点的波形，上下对应画出这两点的波形（两个周期），

回答：这两点的关系？

3、从信号源引入非同步正弦波，调节“频率调节”的S7或S8，改变输入正弦信号的频率，使其频率分别大于3400Hz或小于300Hz，观察“PCMOUT-A”（PCM编码信号输入）和“SIN OUT-A” （PCM解调信号输出）的输出波形，用文字记录解调信号输出波形的幅度随输入信号频率变化而变化的情况，回答：造成这种现象的原因是什么？

4、用信号源模块的“音乐输出”信号代替信号源模块的正弦波，输入模块2的点“SIN IN-A”，将模块2的“SIN OUT-A”连接到信号源的“音频信号输入”，通过听扬声器的音乐音质，并记录下来。

七、实验思考题

1、 根据实验观察到数据和波形，回答W681512主时钟与8KHz帧收、发同步时钟的相

位关系。

2、 为什么实验时观察到的PCM编码信号总是随时变化的？

3、 当输入正弦信号的频率大于3400Hz或小于300Hz时，分析脉冲编码调制和解调的波

形。

附：PCM实验系统各测试点波形（以位时钟2048K为例）